W artykule proponuje proste filtry aktywne, wykonane na istokowych powtarzaczach. Mały poziom zniekształceń i ich niski porządek, charakterystyczny dla takich filtrów, przyczyniają się do osiągnięcia czystości dźwięku widmowo nasyconych sygnałów muzycznych. To pozwala im skutecznie konkurować z aktywnymi filtrami na OH.
Zalety węzłów urządzenia audio, na terenie tft można zaliczyć niski poziom harmonicznych i intermodulacyjnych, wprowadzanych przez nich w wzmacniane sygnały. Ze względu na Ten fakt projektanci coraz częściej stosują te tranzystory w stopniach wyjściowych UMZCz. Jednak w postępowych kaskadach takie urządzenia stosuje się rzadko, głównie w amatorskich rozwiązaniach. I na próżno! Ich zastosowanie pozwala tworzyć proste w schemacie urządzenia bez ogólnego sprzężenia zwrotnego, które tworzą ciepłe "lampa" brzmienie. Współczynnik zniekształceń harmonicznych wzmacniaczy nawet z lokalnej ZWZ nie przekracza 0,1... 0,3 %, harmoniczne wyższego rzędu praktycznie nie ma.
Zalety tranzystorów polowych szczególnie wyraźny w prostych konstrukcjach. Jednak w tym przypadku staje się zauważalne jest ich główną wadą - dość duży rozrzut technologiczny własnych ustawień. Z tego powodu zazwyczaj wymagane dostosowywanie ustawień każdego produktu. To nie jest przeszkodą dla krótkofalowców, ale do produkcji seryjnej urządzenia z najprostszej schiemotiechnikoj nie nadaje. Jednak i ten fakt można wziąć pod uwagę: wystarczy użyć przy przekrojów na wszystkich typach produkcji dopracowane konstrukcje tranzystory z jednej partii; w obrębie jednego opakowania rozrzut parametrów nie jest tak wielka.
Głównym warunkiem, który został wprowadzony przy projektowaniu dostępnych filtrów - wysoka liniowość dla sygnałów z poziomami do kilkuset mv w szerokim paśmie częstotliwości przy granicznej prostocie urządzenia. Jeśli użyć n-kanałowe tranzystory o napięciu odcięcia poniżej -3 W (areszt 0 ZG, areszt 0 ZIe), żądany tryb pracy przy jednopolarnym zasilaniu uzyskuje się bez przesunięcia na zaworze. Dzielenia kondensator na wejściu kaskady w tym przypadku nie jest wymagany. A to dodatkowo zwiększa jakość dźwięku.
Obliczyć tryby kaskady (rys. 1) dla prądu stałego i współczynnik transmisji można według metody liniowej zbliżenia [1]. Ta metoda jest znacznie łatwiejsze i bardziej przejrzyste przedstawionego w [2], oferuje praktycznie te same wyniki.
Do obliczeń należy wiedzieć nachylenie charakterystyki tranzystora S, przy czym wskazane jest, aby korzystać nie informacja, a rzeczywista wartość. Jednak bezpośredni pomiar nachylenia w amatorskich warunkach jest utrudnione. Liniowe przybliżenie pozwala użyć do określenia struktury bardziej wygodne do pomiaru ustawienia: początkowy prąd odpływu Іsnacz i napięcie odcięcia Uots. Nachylenie charakterystyki w tym przypadku jest określona wzorem:
S= Ic nacz/Uотс.
Rezystancja rezystora w obwodzie źródła Ri można wstępnie wybrać ze stosunku Ri = (3... 6) / S. napięcie Wyjściowe kaskady ze stoku VT1 można w przybliżeniu określić stosunek Uwych = UBXSRC/ (1 +SRi), a napięcie sygnału na początku - według wzoru Uwych = UBXSRi/ (1 +SRi), gdzie S - nachylenie tranzystora; Ri, RC - opór w obwodzie źródła i odpływu (rys. 1 - R3 i R2 odpowiednio).
Najprostsza konstrukcja - HPF drugiego rzędu na podstawie istokowogo przekaźnika (rys. 2). Wady tego filtra związane z jego niskim współczynniku transmisji. Parametr ten zależy od nachylenia charakterystyki i dla typowych małych tranzystorów polowych z S = 3... 7 ma/W wynosi 0,8... 0, 85. Dlatego obliczeniowe (dla pojedynczego współczynnika transmisji) wartości czastotozadajuszczich elementów trzeba korygować albo użyć do obliczenia formuły uwzględniające rzeczywisty współczynnik transmisji [3].
Tak, przy podanych na schemacie nominałach części szacowana częstotliwość odcięcia wynosi 72 Hz, a prawdziwe - 85... 90 Hz. Chociaż stosunek wyznań R2 / R1 - 2 spełnia filtru Butterwortha, częstotliwość odcięcia jest nieco powyżej obliczeniowego, a poprzeczne PASMO przenoszenia - jest bardziej płynny. Aby zwiększyć nachylenie PASMO przenoszenia w zakresie przegięcie, opór R1 należy zmniejszyć tak, aby stosunek R2 / R1 wyniósł 3... 10. Częstotliwość odcięcia można przesuwać, zmieniając proporcjonalnie opór rezystorów R1, R2 lub pojemność kondensatorów C1, C2.
Sygnał na wyjściu tego filtru osłabiony na 2... 2,5 db, a przy tym odporność na przeciążenia kaskady niska. W takich warunkach maksymalna niezakłóconym napięcie wyjściowe nie przekroczy 500 mv. Aby przezwyciężyć te wady, można użyć połączone kaskadowo struktury "wspólne źródło - wspólny kolektor" (rys. 3), ale sygnał na wyjściu tego filtru będzie odwrócony.
Zastosowanie emittiernogo przekaźnika sygnału na wyjściu filtru obniżyło impedancja wyjściowa około 50 Ohm i znamiennie ulepszał obciążalności. Przy podanych na schemacie nominałach elementów częstotliwość odcięcia około 80 Hz. Współczynnik wzmocnienia (2... 3 db) w zależności od cech zastosowanego tranzystora polowego i rezystancji rezystora R3. Nawiązanie sprowadza się do takiego doboru jego wartości, aby napięcie na emittierie tranzystora VT2 w przybliżeniu równe połowie napięcia zasilania. W przypadku oscyloskopu dokładną wartość oporu lepiej wybrać symetryczności ograniczenia sygnału wyjściowego. W odniesieniu do obliczania częstotliwości odcięcia i rodzaju filtra narzekac przedstawione wcześniej rozważania. Do symulacji filtrów wygodnie korzystać z programu Microcap.
W celu dalszego zwiększenia nachylenia PASMO przenoszenia można zastosować dwuchzwiennuju obwód sprzężenia zwrotnego. Na rys. 4 przedstawiono schemat zagradzającego filtra infraniskich częstotliwości z Fcp = 25 Hz, a na rys. 5 - jego PASMO przenoszenia.
Na podstawie przedstawionej struktury można wykonać i filtr pasmowy, niezbędny przy tworzeniu systemów z wielopasmowym wzmocnieniem. Schemat takiego filtru przedstawiono na rys. 6.
Między kaskadami włączony strojony pasywny DOLNOPRZEPUSTOWY pierwszego rzędu R5C3. Takie uproszczenie konstrukcji filtra stało się możliwe dlatego, że PASMO przenoszenia niskich częstotliwości dynamicznych głowic w zakresie górnych częstotliwości ma już spadek, i w większości przypadków pozostaje tylko uzgodnić z nim pasma wzmacniacza. PASMO przenoszenia filtru w skrajnych położeniach regulatora przedstawiono na rys. 7.
Nawiązanie filtra podobnie do już omówionych w artykule opcje filtrów. Należy pamiętać, że górna granica przebudowy pasma zależy weekendy oporem kaskady na polowym wyjściu tranzystorowym, a ono z kolei - opór rezystora R4.
Przykład udostępniania opisanych filtrów przedstawiono na rys. 8. Jest to blok kształtowania pasma LF i MF-HF lewego i prawego stereo, a także całkowitego (mono) sygnału dla subwoofera. Podział pasmach MF i HF odbywa się pasywnymi filtrami na wyjściu wzmacniacza. Schematy filtrów kanałowych identyczne omówionych wcześniej, więc zatrzymamy się tylko na filtrze, wyodrębniającym sygnał niskiej częstotliwości dla subwoofera.
Pierwszy kaskada - żmija na dwóch polowych tft z głównych obciążeniem R18 jest podobna do opisanej w [4]. Podstawowe filtrowanie prowadzi aktywny DOLNOPRZEPUSTOWY drugiego rzędu, wykonany na emittiernom powtarzaczu VT7. Częstotliwość odcięcia można odbudować od 40 do 160 Hz podwójną zmiennym rezystorem (R20.1, R20.2). Kondensator C8 wspólnie z wyjściem oporem pierwszego stopnia tworzy ogniwo DOLNOPRZEPUSTOWY pierwszego rzędu o częstotliwości granicznej około 180 Hz. To prawie nie ma wpływu na przebieg PASMO przenoszenia w zakresie przepustowości łącza, ale poprawia tłumienie pozapasmowych składników.
W zależności od położenia subwoofera względem głośników lewego i prawego kanału i słuchacza przesunięcie fazy sygnału w odsłuchu może zniekształcać obrazu dźwięku (efekt "rozmycia" lub "zaległości" basu). Do korekcji przesunięcia fazy w kanale subwoofera wprowadzony regulator z OH DA1. W obwodzie zasilania jest diodno-pojemnościowy filtr VD1C11.
Poniższa konstrukcja jest przeznaczona do radia samochodowego. Rzecz w tym, że dość charakterystyczny rezonans wnętrza, przejawiając się w charakterystycznym "huczeniu" na basowych zwuczanijach, smutne wymagających audiofilów na kołach. Pomiary PASMO przenoszenia wskazują na częstotliwości 120... 160 Hz "garb" o wielkości od 3 do 8 db! Do korekcji PASMO przenoszenia w tym przypadku wygodnie jest użyć zamiast korektora rieżektornyj filtr. Schemat takiego aktywnego filtra do jednego kanału znajduje się na rys. 9 [5].
Pierwszy kaskada - wzmacniacz podzielony obciążeniem. Twoje zadanie - stworzyć antyfazowe napięcia do zasilania filtra szczebla C2C3R4R5. W prawym według schematu pozycji klawisza przełącznika SA1 powstaje odwrócony most Wina z tłumieniem około 3 db. W lewym położeniu przełącznika na filtr pochodzą antyfazowe napięcia i tłumienie przy częstotliwości ustawienia wzrasta do 5... 6 db. Dokładną wartość tłumienia zależy od stromości tranzystora i stosunek oporności rezystorów R2 i R3. Jeśli są równe, tłumienie będzie maksymalny (do 8 db), ale sygnał na wyjściu będzie osłabiony w stosunku sygnału hb 3... 4 db. Na schemacie przedstawiono optymalny wariant nominałach.
Ponieważ rezystancja urządzenia jest bardzo wysoka, instalować filtr najlepiej w pobliżu źródła sygnału, aby uniknąć ingerencja na wejście. Impedancja wyjściowa filtru - około 50 Ohm, że o wiele mniej analogicznego parametru większości radioodtwarzaczy. To pozwoli wyeliminować wpływ pojemności kabla, tak, że filtr po drodze wykonuje i funkcje dopasowywania urządzenia. Obudowa musi być z metalu, w przeciwnym razie będzie musiał zapewniać wewnątrz ekranem z folii miedzianej i połączyć go ze wspólnym przewodem.
PASMO przenoszenia filtru (patrz rys. 9) pokazano na rysunku. 10.
Jak widać, to już nie jest tylko filtr, a prawdziwy "korektor środowiska" (ambience equalizer). Urządzenie o tej nazwie i bardzo podobnej charakterystyce częstotliwościowej stosuje się w "topowych" modeli wzmacniaczy Mcintosh, to tylko kolisty tam trudniejsze...
Oprócz podanych na schematach urządzeń, można zastosować tranzystory areszt 0 ZW-KPZ 0 ZŻ, KT 3102 (z dowolnym użyciu indeksu) lub inne struktury n-p-n z һ 21 e > 50. W regulatorze fazy można użyć dowolnego OH, skorygowany,. dla pojedynczego wzmocnienia. Niklowe kondensatory muszą być na napięcie robocze nie poniżej 16 W. Wybór pozostałych części nie jest krytyczna.
Literatura
- Mieżłumian A. O obliczaniu stopni na polowym wyjściu tranzystorowym. - Radio, 2000, nr 6, s. 46-48.
- Szkritiek P. podręcznik dźwiękowej schematotechnika - M.: Świat, 1991, s. 74-79.
- Tietzego U., Schenk C. Sztuka obwodów. - M.: Świat, 1982.
- Wasiljew W. A. Zagraniczne radioamatorskie konstrukcji. - M.: Radio i komunikacja, 1982.
- Szychatow A. nic dziwnego... - "Kreator 12 v", nr 35 (sierpień 2001).
Autor: A. Szychatow, Moskwa