У статті запропоновано прості активні фільтри, виконані на истоковых повторителях. Малий рівень спотворень і їх низький порядок, характерний для таких фільтрів, сприяють досягненню чистоти звучання спектрально насичених музичних сигналів. Це дозволяє їм успішно конкурувати з активними фільтрами на ОУ.
До достоїнств вузлів аудіоапаратури на польових транзисторах можна віднести низький рівень гармонічних та інтермодуляційних спотворень, що вносяться ними в посилюються сигнали. Завдяки Цій обставині конструктори все частіше застосовують ці транзистори в вихідних каскадах УМЗЧ. Однак у попередніх каскадах такі прилади застосовують рідко, в основному в аматорських розробках. І даремно! Їх застосування дозволяє створити прості за схемою пристрою без загальної зворотного зв'язку, що створюють тепле "лампове звучання. Коефіцієнт гармонік підсилювачів навіть з місцевою ООВ не перевищує 0,1...0,3 %, гармоніки високого порядку практично відсутні.
Переваги польових транзисторів особливо яскраво проявляються в простих конструкціях. Правда, в цьому випадку стає помітним їх основний недолік - досить великий технологічний розкид власних параметрів. Внаслідок цього зазвичай потрібно персоналізація кожного виробу. Це не є перешкодою для радіоаматорів, але для серійного виробництва пристрою з найпростішою схемотехнікою мало придатні. Втім, і цю обставину можна врахувати: досить використовувати при дрібносерійному виробництві налагодженою конструкції транзистори з однієї партії; у межах однієї упаковки розкид параметрів не настільки великий.
Головна умова, яка ставилася при розробці пропонованих фільтрів - висока лінійність для сигналів з рівнями до сотень мілівольт в широкій смузі частот при граничній простоті пристрою. Якщо використовувати п-канальні транзистори з напругою відсічення нижче -3 (КПЗ0ЗГ, КПЗ0ЗЕ), необхідний режим роботи при однополярному харчуванні досягається без зміщення на затворі. Розділовий конденсатор на вході каскаду в цьому випадку не обов'язковий. А це додатково підвищує якість звучання.
Розрахувати режими каскаду (рис. 1) по постійному струму і коефіцієнт передачі можна по методу лінійної апроксимації [1]. Цей метод істотно простіше і наочніше наведеного в [2], забезпечує практично ті ж результати.
Для розрахунку необхідно знати крутизну характеристики транзистора S, причому бажано використовувати не довідкове, а реальне значення. Однак безпосереднє вимірювання крутизни в аматорських умовах ускладнене. Лінійна апроксимація дозволяє використовувати для визначення структури більш зручні для вимірювання параметри: початковий струм стоку Існач і напруга відсічки Uотс. Крутість характеристики в цьому випадку визначають за формулою:
S= Іс поч/Uотс.
Опір резистора в ланцюзі витоку Rв можна орієнтовно вибрати з співвідношення Rв = (3...6)/S. Вихідна напруга каскаду зі стоку VT1 можна приблизно визначити з співвідношення Uвих = UBXSRC/(1+SRи), а напруга сигналу на джерелі - за формулою u вих = UBXSRи/(1+SRи), де S - крутизна транзистора; Rі, RC - опору в ланцюзі витоку і стоку (на рис. 1 - R3 і R2 відповідно).
Найпростіша конструкція - ФВЧ другого порядку на основі истокового повторювача (рис. 2). Недоліки цього фільтра пов'язані з його низьким коефіцієнтом передачі. Цей параметр залежить від крутизни характеристики і поширених малопотужних польових транзисторів з S = 3...7 мА/В складе 0,8...0,85. Тому розрахункові (для одиничного коефіцієнта передачі) значення частотозадающих елементів доводиться коригувати або використовувати для розрахунку формули, враховують реальний коефіцієнт передачі [3].
Так, при вказаних на схемі номіналах деталей розрахункова частота зрізу становить 72 Гц, а реальна - 85...90 Гц. Хоча співвідношення номіналів R2/R1 - 2 відповідає фільтру Баттерворта, частота зрізу виходить дещо вище розрахунковою, а перегин АЧХ - більш плавним. Щоб збільшити крутизну АЧХ в області перегину, опір R1 потрібно зменшити так, щоб відношення R2/R1 склало 3...10. Частоту зрізу можна зміщувати, пропорційно змінюючи опір резисторів R1, R2 або ємність конденсаторів C1, C2.
Сигнал на виході такого фільтра ослаблений на 2...2,5 дБ, при цьому перевантажувальна здатність каскаду невисока. В таких умовах максимальне неспотворене вихідна напруга не перевищить 500 мВ. Щоб подолати ці недоліки, можна використовувати комбінований каскад структури "загальний істок - загальний колектор" (рис. 3), але сигнал на виході такого фільтра буде інвертований.
Застосування емітерного повторювача на виході фільтра знизило вихідна опір приблизно до 50 Ом і значно поліпшило навантажувальну здатність. При вказаних на схемі номіналах елементів частота зрізу близько 80 Гц. Коефіцієнт посилення (2...3 дБ) залежить від характеристик застосованого польового транзистора і опору резистора R3. Налагодження зводиться до підбору такого його значення, щоб напруга на емітер транзистора VT2 приблизно дорівнювало половині напруги живлення. При наявності осцилографа точне значення опору краще вибрати з симетричності обмеження вихідного сигналу. В щодо розрахунку частоти зрізу і типу фільтра справедливі наведені раніше міркування. Для моделювання фільтрів зручно користуватися програмою Microcap.
Для подальшого підвищення крутості АЧХ можна застосувати двухзвенную ланцюг зворотного зв'язку. На рис. 4 наведена схема заграждающего фільтра для інфранизьких частот з Fcp= 25 Гц, а на рис. 5 - його АЧХ.
На основі розглянутої структури можна виконати і смуговий фільтр, необхідний при створенні систем з багатосмуговим посиленням. Схема такого фільтра наведена на рис. 6.
Між каскадами включений перебудовується пасивний ФНЧ першого порядку R5C3. Таке спрощення конструкції фільтра стало можливим тому, що АЧХ низькочастотних динамічних головок в області верхніх частот вже має спад, і в більшості випадків залишається лише узгодити з ним смугу пропускання підсилювача. АЧХ фільтра в крайніх положеннях регулятора наведена на рис. 7.
Налагодження фільтра аналогічно вже розглянутих у статті варіантів фільтрів. Слід мати на увазі, що верхня межа перебудови смуги пропускання визначається вихідним опором каскаду на польовому транзисторі, а воно, у свою чергу, - опором резистора R4.
Приклад спільного використання описаних фільтрів наведено на рис. 8. Це блок формування смуг НЧ і СЧ-ВЧ лівого і правого стереоканалів, а також сумарного (звук) сигналу для сабвуфера. Розподіл смуг СЧ і ВЧ проводиться пасивними фільтрами на виході підсилювача. Схеми канальних фільтрів ідентичні розглянутим раніше, тому зупинимося лише на фільтрі, що виділяють низькочастотний сигнал для сабвуфера.
Перший каскад - суматор на двох польових транзисторах із загальним навантаженням R18 аналогічний описаному в [4]. Основну фільтрацію здійснює активний ФНЧ другого порядку, виконаний на эмиттерном повторителе VT7. Частоту зрізу можна перебудовувати від 40 до 160 Гц здвоєним змінним резистором (R20.1, R20.2). Конденсатор С8 спільно з вихідним опором першого каскаду утворює ланка ФНЧ першого порядку з частотою зрізу близько 180 Гц. Це майже не зачіпає хід АЧХ в смузі пропускання, але покращує придушення позасмугових складових.
В залежності від розташування сабвуфера щодо гучномовців лівого і правого каналів і слухача зсув фаз сигналів в точці прослуховування може спотворювати звукову картину (ефект "розмитості" або "відставання" баса). Для корекції зсуву фази в каналі сабвуфера введений регулятор з ОУ DA1. У ланцюзі живлення встановлений діодно-конденсаторний фільтр VD1C11.
Наступна конструкція спеціально призначена для автомобільної аудіосистеми. Справа в тому, що досить помітний резонанс салону, що виявляється в характерному "гудінні" на басових звучаннях, засмучує вибагливих аудіофілов на колесах. Заміри АЧХ показують на частотах 120... 160 Гц "горб" величиною від 3 до 8 дБ! Для корекції АЧХ в цьому випадку зручно використовувати замість еквалайзера режекторний фільтр. Схема такого активного фільтра для одного каналу наведена на рис. 9 [5].
Перший каскад - підсилювач з розділеною навантаженням. Його завдання - створити протифазні напруги для живлення фільтруючого ланки C2C3R4R5. У правому за схемою положенні клавішного перемикача SA1 утворюється обернений міст Вина з загасанням близько 3 дБ. У лівому положенні перемикача на фільтр надходять протифазні напруги і загасання на частоті настройки збільшується до 5...6 дБ. Точне значення загасання залежить від крутості транзистора і співвідношення опорів резисторів R2 і R3. Якщо зробити їх рівними, загасання буде максимальним (до 8 дБ), але сигнал на виході буде ослаблений відносно вхідної нв 3...4 дБ. На схемі показаний оптимальний варіант номіналів.
Оскільки вхідний опір пристрою досить висока, встановлювати фільтр краще поблизу джерела сигналу, щоб уникнути наведень на вхід. Вихідна опір фільтра - близько 50 Ом, що набагато менше аналогічного параметра більшості головних пристроїв. Це дозволить виключити вплив ємності з'єднувального кабелю, так що фільтр попутно виконує і функції узгоджувального пристрою. Корпус повинен бути металевим, в іншому випадку доведеться забезпечити його всередині екраном з мідної фольги і з'єднати його з загальним проводом.
АЧХ фільтра (див. рис. 9) показана на рис. 10.
Як видно, це вже не просто фільтр, а справжній "еквалайзер оточення" (ambience equalizer). Пристрій з таким назвою і дуже схожою АЧХ застосовується в "топових" моделей підсилювачів Mcintosh, ось тільки схемотехніка там складніше...
Крім зазначених на схемах приладів, можна застосувати транзистори КПЗ0ЗВ-КПЗ0ЗЖ, КТ3102 (з будь-яким буквеним індексом) або інші структури n-p-n з һ21э > 50. В регулятор фази можна використовувати будь-ОУ, скоригований,. для одиничного посилення. Оксидні конденсатори повинні бути на робочу напругу не нижче 16 Ст. Вибір решти деталей не критичний.
Література
Автор: А. Шихатов, р. Москва