Наведемо повний опис принципової схеми для одного з 200-ватних імпульсних блоків живлення (PS6220C, виробництво Тайвань).
Змінна напруга мережі подається через вимикач мережі PWR SW через мережевий запобіжник F101 4А, помехоподавляющие фільтри, утворені елементами С101, R101, L101, С104, С103, С102 та дроселі L102, L103 на:
- вихідний трьохконтактний роз'єм, до якого може подстыковываться кабель живлення дисплея;
- двоконтактний роз'єм JP1, відповідна частина якого знаходиться на платі.
З роз'єму JP1 змінну напругу мережі надходить на:
- мостову схему випрямлення ВR1 через терморезистор THR1;
- первинну обмотку пускового трансформатора Т1.
На виході випрямляча ВR1 включені згладжують ємності фільтра С1, С2. Терморезистор THR обмежує початковий кидок зарядного струму цих конденсаторів. Перемикач 115 В/230 В SW забезпечує можливість живлення ДБЖ як від мережі 220-240 В, так і від мережі 110/127 Ст.
Высокооомные резистори R1, R2, шунтуючі конденсатори С1, С2 є симетрувальними (вирівнюють напруги на С1 і С2), а також забезпечують розрядку цих конденсаторів після вимикання ІБЖ з мережі. Результатом роботи вхідних ланцюгів є поява на шині випрямленої напруги мережі постійної напруги Uep, рівного +310, з деякими пульсаціями. В даному ДБЖ використовується схема запуску з примусовим (зовнішнім) збудженням, яка реалізована на спеціальному пусковому трансформаторі Т1, на вторинній обмотці якого після вмикання ІБЖ в мережу з'являється змінну напругу з частотою живильної мережі. Це напруга випрямляється діодами D25, D26, які утворюють з вторинною обмоткою Т1 двухполупериодную схему випрямлення з середньою точкою. С30 - сглаживающая ємність фільтра, на якій утворюється постійна напруга, використовується для живлення керуючої мікросхеми U4.
В якості керуючої мікросхеми в даному ДБЖ традиційно використовується ІМС TL494.
Живляча напруга з конденсатора С30 подається на вивід 12 U4. В результаті на виведення 14 U4 з'являється вихідна напруга внутрішнього опорного джерела Uref=-5 В, запускається внутрішній генератор пилкоподібної напруги мікросхеми, а на висновки 8 і 11 з'являються керуючі напруги, які являють собою послідовності прямокутних імпульсів з негативними передніми фронтами, зсунуті один відносно одного на половину періоду. Елементи С29, R50, підключення до висновків 5 і 6 мікросхеми U4 визначають частоту пилкоподібної напруги, що виробляється внутрішнім генератором мікросхеми.
Узгоджувальний каскад в даному ДБЖ виконаний за бестранзисторной схемі з роздільним управлінням. Напруга живлення з конденсатора С30 подається в середні точки первинних обмоток керуючих трансформаторів Т2, Т3. Вихідні транзистори ІМС U4 виконують функції транзисторів узгоджувального каскаду і включені за схемою з ОЕ. Емітери обох транзисторів (висновки 9 і 10 мікросхеми) підключені до "корпусу". Колекторними навантаженнями цих транзисторів є первинні полуобмоткі керуючих трансформаторів Т2, Т3, підключені до висновків 8, 11 мікросхеми U4 (відкриті колектори вихідних транзисторів). Інші половини первинних обмоток Т2, Т3 з підключеними до них діодами D22, D23 утворюють ланцюги розмагнічування сердечників цих трансформаторів.
Трансформатори T2, Т3 керують потужними транзисторами напівмостового інвертора.
Перемикання вихідних транзисторів мікросхеми викликають появу імпульсних керуючих ЕРС на вторинних обмотках керуючих трансформаторів Т2, Т3. Під дією цих ЕРС силові транзистори Q1, Q2 поперемінно відкриваються з регульованими паузами ("мертвими зонами"). Тому через первинну обмотку силового імпульсного трансформатора Т5 протікає змінний струм у вигляді пилкоподібних струмових імпульсів. Це пояснюється тим, що первинна обмотка Т5 включена в діагональ електричного моста, одне плече якого утворено транзисторами Q1, Q2, а інше - конденсаторами С1, С2. Тому при відкриванні будь-якого з транзисторів Q1, Q2 первинна обмотка Т5 виявляється підключена до одного з конденсаторів С1 або С2, що і обумовлює протікання через неї струму протягом усього часу, поки відкритий транзистор.
Демпферні діоди D1, D2 забезпечують повернення енергії, запасеної в індуктивності розсіювання первинної обмотки Т5 за час закритого стану транзисторів Q1, Q2 назад у джерело (рекуперація).
Ланцюжок С4, R7, шунтирующая первинну обмотку Т5, сприяє придушенню високочастотних паразитних коливальних процесів, які виникають у контурі, утвореному індуктивність первинної обмотки Т5 і її межвитковой ємністю, при закриваннях транзисторів Q1, Q2, коли струм через первинну обмотку різко припиняється.
Конденсатор С3, включений послідовно з первинною обмоткою Т5, ліквідує постійну складову струму через первинну обмотку Т5, виключаючи тим самим небажане подмагничивание його осердя.
Резистори R3, R4 і R5, R6 утворюють базові дільники для потужних транзисторів Q1, Q2 відповідно і забезпечують оптимальний режим їх перемикання з точки зору динамічних втрат потужності на цих транзисторах.
Протікання змінного струму через первинну обмотку Т5 обумовлює наявність знакозмінних прямокутних імпульсних ЕРС на вторинних обмотках цього трансформатора.
Силовий трансформатор Т5 має три вторинні обмотки, кожна з яких має висновок від середньої точки.
Обмотка IV забезпечує отримання вихідної напруги +5 Ст. Діодна збірка SD2 (напівміст) утворює з обмоткою IV двухполупериодную схему випрямлення з середньою точкою (середня точка обмотки IV заземлена).
Елементи L2, С10, С11, С12 утворюють згладжуючий фільтр в каналі +5 Ст. Для придушення паразитних високочастотних коливальних процесів, що виникають при комутаціях діодів складання SD2, ці діоди зашунтовані заспокійливими RC-ланцюгом С8, R10 і С9, R11.
Діоди складання SD2 являють собою діоди з бар'єром Шотткі, чим досягається необхідна швидкодія і підвищується ККД випрямляча.
Обмотка III спільно з обмоткою IV забезпечує отримання вихідної напруги +12 В разом з діодним складанням (полумостом) SD1. Ця збірка утворює з обмоткою III двухполупериодную схему випрямлення з середньою точкою. Однак середня точка обмотки III не заземлена, а підключена до шині вихідної напруги +5 Ст. Це дасть можливість використовувати діоди Шотткі в каналі вироблення +12 В, т. к. зворотне напруга, що прикладається до діоди випрямляча при такому включенні, зменшується до допустимого для діодів Шотткі рівня.
Елементи L1, С6, С7 утворюють згладжуючий фільтр в каналі +12 Ст.
Резистори R9, R12 призначені для прискорення розрядки конденсаторів вихідних шин +5 В і +12 В після вимикання ІБЖ з мережі.
RC-ланцюжок С5, R8 призначена для придушення коливальних процесів, виникають у паразитном контурі, утвореному індуктивністю обмотки III і її межвитковой ємністю.
Обмотка II з п'ятьма відводами забезпечує отримання негативних вихідних напруг -5 До -12 Ст.
Два дискретних діода D3, D4 утворюють напівміст двухполупериодного випрямлення в каналі вироблення -12 В, а діоди D5, D6 - у каналі -5 Ст.
Елементи L3, С14 і L2, С12 утворюють згладжуючі фільтри для цих каналів.
Обмотка II, також як і обмотка III, зашунтирована заспокійливої RC-ланцюжком R13, С13.
Середня точка обмотки II заземлена.
Стабілізація вихідних напруг здійснюються різними способами в різних каналах.
Негативні вихідні напруги -5 і -12 В стабілізуються за допомогою лінійних інтегральних трехвыводных стабілізаторів U4 (типу 7905) і U2 (типу 7912).
Для цього на входи цих стабілізаторів подаються вихідні напруги випрямлячів з конденсаторів С14, С15. На вихідних конденсаторах С16, С17 виходять стабілізовані вихідні напруги 12 В та -5 Ст.
Діоди D7, D9 забезпечують розрядку вихідних конденсаторів С16, С17 через резистори R14, R15 після вимикання ІБЖ з мережі. Інакше ці конденсатори розряджалися б через схему стабілізаторів, що небажано.
Через резистори R14, R15 конденсатори розряджаються і С14, С15.
Діоди D5, D10 виконують захисну функцію в разі пробою випрямних діодів.
Якщо хоча б один з цих діодів (D3, D4, D5 або D6) виявиться "пробитим", то в відсутність діодів D5, D10 до входу інтегрального стабілізатора U1 (або U2) прикладався б позитивне імпульсна напруга, а через електролітичні конденсатори С14 або С15 протікав би змінний струм, що призвело б до виходу їх з ладу.
Наявність діодів D5, D10 у цьому випадку усуває можливість виникнення такої ситуації, т. к. струм замикається через них.
Наприклад, у випадку, якщо "пробитий" діод D3, позитивна частина періоду, коли D3 повинен бути закритий, струм замикається по колу: к-а D3 - L3 D7-D5- "корпус".
Стабілізація вихідної напруги +5 В здійснюється методом ШІМ. Для цього до шині вихідної напруги +5 В підключений вимірювальний резистивний дільник R51, R52. Сигнал, пропорційний рівню вихідної напруги в каналі +5 В, знімається з резистора R51 і подається на інвертуючий вхід підсилювача помилки DA3 (висновок 1 керуючої мікросхеми). На прямий вхід цього підсилювача (висновок 2) подається опорний рівень напруги, що знімається з резистора R48, що входить в дільник VR1, R49, R48, який підключений до виходу внутрішнього опорного джерела мікросхеми U4 Uref=+5 Ст. При змінах рівня напруги на шині +5 В під впливом різних дестабілізуючих факторів відбувається зміна величини неузгодженості (помилки) між опорним і контрольованим рівнями напруги на входах підсилювача помилки DA3. У результаті ширина (тривалість) керуючих імпульсів на висновках 8 і 11 мікросхеми U4 змінюється таким чином, щоб повернути отклонившееся вихідна напруга +5 В до номінального значення (при зменшенні напруги на шині +5 ширина керуючих імпульсів збільшується, а при збільшенні цього напруги - зменшується).
Стійка (без виникнення паразитної генерації) робота всієї петлі регулювання забезпечується за рахунок ланцюжка частотно-залежної негативною зворотного зв'язку, що охоплює підсилювач помилки DA3. Ця ланцюжок включається між висновками 3 і 2 керуючої мікросхеми U4 (R47, С27).
Вихідна напруга +12 В даному ДБЖ не стабілізується.
Регулювання рівня вихідних напруг в даному ДБЖ проводиться тільки для каналів +5 В і +12 Ст. Ця регулювання здійснюється за рахунок зміни рівня опорного напруги на прямому вході підсилювача помилки DA3 за допомогою підлаштування резистора VR1.
При зміні положення движка VR1 в процесі налаштування ДБЖ буде змінюватися деяких межах рівень напруги на шині +5 В, а значить і на шині +12 В, т. к. напругу з шини +5 подається в середню точку обмотки III.
Комбінована зашита даного ДБЖ включає в себе:
- обмежуючу схему контролю ширини керуючих імпульсів;
- повну схему захисту від КЗ в навантаженнях;
- неповну схему контролю вихідного перенапруги (тільки на шині +5 В).
Розглянемо кожну з цих схем.
Обмежує схема контролю використовує в якості датчика трансформатор струму Т4, первинна обмотка якого включена послідовно з первинною обмоткою силового імпульсного трансформатора Т5.
Резистор R42 є навантаженням вторинної обмотки Т4, а діоди D20, D21 утворюють двухполупериодную схему випрямлення знакозмінних імпульсного напруги, знімається з навантаження R42.
Резистори R59, R51 утворюють дільник. Частина напруги згладжується конденсатором С25. Рівень напруги на цьому конденсаторі пропорційно залежить від ширини керуючих імпульсів на базах силових транзисторів Q1, Q2. Цей рівень через резистор R44 подається на інвертуючий вхід підсилювача помилки DA4 (висновок 15 мікросхеми U4). Прямий вхід цього підсилювача (висновок 16) заземлений. Діоди D20, D21 включені так, що конденсатор С25 при протіканні струму через ці діоди заряджається до негативного (щодо загального проводу) напруги.
У нормальному режимі роботи, коли ширина керуючих імпульсів не виходить за припустимі межі, потенціал виводу 15 позитивний, завдяки зв'язку цього виведення через резистор R45 з шиною Uref. При надмірному збільшенні ширини керуючих імпульсів з якої-небудь причини, негативне напруга на конденсаторі С25 зростає, і потенціал виводу 15 стає негативним. Це призводить до появи вихідної напруги підсилювача помилки DA4, яке до цього було одно 0 Ст. Подальше зростання ширини керуючих імпульсів призводить до того, що управління перемиканнями ШІМ-компаратора DA2 передається до підсилювача DA4, і наступного за цим збільшення ширини керуючих імпульсів вже не відбувається (режим обмеження), т. к. ширина цих імпульсів перестає залежати від рівня сигналу зворотного зв'язку на прямому вході підсилювача помилки DA3.
Схема захисту від КЗ в навантаженнях умовно може бути розділена на захист каналів вироблення позитивних напруг і захист каналів вироблення негативних напруг, які схемотехнически реалізовані приблизно однаково.
Датчиком схеми захисту від КЗ в навантаженнях каналів вироблення позитивних напруг (+5 В і +12 В) є діодно-резистивний дільник D11, R17, підключений між вихідними шинами цих каналів. Рівень напруги на аноді діода D11 є контрольованим сигналом. У нормальному режимі роботи, коли напруги на вихідних шинах каналів +5 В і +12 мають номінальні величини, потенціал анода діода D11 становить близько +5,8, т. к. через дільник-датчик протікає струм з шини +12 В на шину +5 В по ланцюгу: шина +12 В - R17-D11 - шина +5 Ст.
Контрольований сигнал з анода D11 подається резистивний дільник R18, R19. Частина цього напруги, що знімається з резистора R19 і подається на прямий вхід компаратора 1 мікросхеми U3 типу LM339N. На інвертуючий вхід цього компаратора подається опорний рівень напруги з резистора R27 дільника R26, R27, підключеного до виходу опорного джерела Uref=+5 В керуючої мікросхеми U4. Опорний рівень обраний таким, щоб при нормальному режимі роботи потенціал прямого входу компаратора 1 перевищував потенціал інверсного входу. Тоді вихідний транзистор компаратора 1 закритий, і схема ІБЖ нормально функціонує в режимі ШІМ.
У разі КЗ в навантаженні каналу +12 В, наприклад, потенціал анода діода D11 стає рівним O, тому потенціал інвертуючого входу компаратора 1 стане вище, ніж потенціал прямого входу, і вихідний транзистор компаратора відкриється. Це викличе закривання транзистора Q4, який нормально відкритий струмом бази, що протікає по ланцюзі: шина Upom - R39 - R36 б-е Q4 - "корпус".
Відкривання вихідного транзистора компаратора 1 підключає резистор R39 до "корпусу", і тому транзистор Q4 пасивно закривається нульовим зміщенням. Закривання транзистора Q4 тягне за собою зарядку конденсатора С22, який виконує функцію ланки затримки спрацьовування захисту. Затримка необхідна тих міркувань, що в процесі виходу ДБЖ на режим, вихідні напруги на шинах +5 В і +12 В з'являються не відразу, а в міру зарядки вихідних конденсаторів великої ємності. Опорне ж напруга від джерела Uref, навпаки, з'являється практично відразу ж після вмикання ІБЖ в мережу. Тому в пусковому режимі компаратор 1 перемикається, його вихідний транзистор відкривається, і якщо б затримує конденсатор С22 був відсутній, то це призвело б до спрацьовування захисту відразу при включенні ІБЖ в мережу. Проте в схему включений С22, і спрацьовування захисту відбувається лише після того, як напруга на ньому досягне рівня, що визначається номіналами резисторів R37, R58 дільника, підключеного до шині Upom і є базовим для транзистора Q5. Коли це станеться, транзистор Q5 відкривається, і резистор R30 виявляється підключений через мале внутрішній опір цього транзистора до "корпусу". Тому з'являється шлях для протікання струму бази транзистора Q6 по ланцюгу: Uref - е-б Q6 - R30 - до-е Q5 "корпус".
Транзистор Q6 відкривається цим струмом до насичення, в результаті чого напруга Uref=5 В, яким живиться за емітером транзистор Q6, виявляється прикладеним через його малий внутрішній опір до висновку 4 керуючої мікросхеми U4. Це, як було показано раніше, веде до останову роботи цифрового тракту мікросхеми, пропажі вихідних керуючих імпульсів і припинення перемиканні силових транзисторів Q1, Q2, тобто до захисного відключення. КЗ в навантаженні каналу +5 В призведе до того, що потенціал анода діода D11 становитиме всього близько +0,8 В. Тому вихідний транзистор компаратора (1) виявиться відкритий, і відбудеться захисне відключення.
Аналогічним чином побудована захист від КЗ в навантаженнях каналів вироблення негативних напруг (-5 В і 12 В) на компараторі 2 мікросхеми U3. Елементи D12, R20 утворюють диоднорезистивный дільник-датчик, що підключається між вихідними шинами каналів вироблення негативних напруг. Контрольованим сигналом є потенціал катода діоду D12. При КЗ в навантаженні каналу -5 або -12 В, потенціал катода D12 підвищується (від -5,8 до 0 при КЗ в навантаженні каналу -12 В -0,8 при КЗ в навантаженні каналу -5 В). У будь-якому з цих випадків відкривається нормально закритий вихідний транзистор компаратора 2, що і обумовлює спрацьовування захисту за наведеним вище механізму. При цьому опорний рівень з резистора R27 подається на прямий вхід компаратора 2, а потенціал інвертуючого входу визначається номіналами резисторів R22, R21. Ці резистори утворюють двуполярно що живиться дільник (резистор R22 підключений до шини Uref=+5 В, а резистор R21 - до катода діоду D12, потенціал якого в нормальному режим роботи ДБЖ, як вже зазначалося, становить -5,8). Тому потенціал інвертуючого входу компаратора 2 в нормальному режимі роботи підтримується меншим, ніж потенціал прямого входу, і вихідний транзистор компаратора буде закритий.
Захист від вихідного перенапруги на шині +5 В реалізована на елементах ZD1, D19, R38, С23. Стабілітрон ZD1 (з пробивним напругою 5,1) підключається до шині вихідної напруги +5 Ст. Тому, поки напруга на цій шині не перевищує +5,1, стабілітрон закритий, а також закритий транзистор Q5. У разі збільшення напруги на шині +5 вище +5,1 В стабілітрон "пробивається", і в базу транзистора Q5 тече отпирающий струм, що призводить до відкривання транзистора Q6 і появі напруги Uref=+5 В на виводі 4 керуючої мікросхеми U4, тобто до захисного відключення. Резистор R38 є баластними для стабілітрона ZD1. Конденсатор С23 запобігає спрацьовування захисту при випадкових короткочасних викиди напруги на шині +5 В (наприклад, у результаті встановлення напруги після стрибкоподібного зменшення струму навантаження). Діод є D19 развязывающим.
Схема утворення сигналу PG в даному ДБЖ є двофункціональної і зібрана на компараторах (3) і (4) мікросхеми U3 і транзисторі Q3.
Схема побудована на принципі контролю наявності змінного низькочастотного напруги на вторинній обмотці пускового трансформатора Т1, яке діє на цій обмотці лише при наявності напруги на первинній обмотці Т1, тобто поки ДБЖ включений в живильну мережу.
Практично відразу після включення ДБЖ в живильну мережу з'являється допоміжне напруга Upom на конденсаторі С30, яким живиться керуюча мікросхема U4 і допоміжна мікросхема U3. Крім того, змінну напругу з вторинної обмотки пускового трансформатора Т1 через діод D13 і струмообмежуючий резистор R23 заряджає конденсатор С19. Напругою з С19 живиться резистивний дільник R24, R25. З резистора R25 частина цього напруги подається на прямий вхід компаратора 3, що приводить до закривання його вихідного транзистора. З'являється відразу слідом за цим вихідна напруга внутрішнього опорного джерела мікросхеми U4 Uref=+5 В живить дільник R26, R27. Тому на інвертуючий вхід компаратора 3 подається опорний рівень з резистора R27. Однак цей рівень обраний меншим, ніж рівень на прямому вході, і тому вихідний транзистор компаратора 3 залишається в закритому стані. Тому починається процес зарядки затримує ємності З 20 по ланцюгу: Upom - R39 - R30 - С20 - "корпус".
Росте в міру зарядки конденсатора С20 напруга подається на інверсний вхід 4 мікросхеми U3. На прямий вхід цього компаратора подається напруга з резистора R32 дільника R31, R32, підключеного до шини Upom. Поки напруга на заряжающемся конденсатор С20 не перевищує напруги на резисторі R32, вихідний транзистор компаратора 4 закритий. Тому в базу транзистора протікає Q3 відкриває струм по ланцюгу: Upom - R33 - R34 - б-е Q3 - "корпус".
Транзистор Q3 відкритий до насичення, а сигнал PG, що знімається з його колектора, має пасивний низький рівень і забороняє запуск процесора. За цей час, протягом якого рівень напруги на конденсаторі С20 досягає рівня на резисторі R32, ДБЖ встигає надійно вийти в номинапьныи режим роботи, тобто всі його вихідні напруги з'являються в повному обсязі.
Як тільки напруга на С20 перевищить напруга, що знімається з R32, компаратор 4 переключиться, і його вихідний транзистор відкриється. Це потягне за собою закривання транзистора Q3, і сигнал PG, що знімається з його колекторної навантаження R35, стає активним (Н-рівня) і дозволяє запуск процесора.
При вимиканні ІБЖ з мережі на вторинній обмотці пускового трансформатора Т1 змінна напруга зникає. Тому напруга на конденсаторі С19 швидко зменшується із-за малої ємності останнього (1мкф).
Як тільки падіння напруги на резисторі R25 стане менше, ніж на резисторі R27, компаратор 3 переключиться, і його вихідний транзистор відкриється. Це спричинить за собою захисне відключення вихідних напруг керуючої мікросхеми U4, т. к. відкриється транзистор Q4. Крім того, через відкритий вихідний транзистор компаратора 3 почнеться процес прискореної розрядки конденсатора С 20 по ланцюга: (+)С20 - R61 - D14 - до-е вихідного транзистора компаратора 3 - "корпус". Як тільки рівень напруги на С20 стане меншим, ніж рівень напруги на R32, компаратор 4 переключиться, і його вихідний транзистор закриється. Це потягне за собою відкривання транзистора Q3 і перехід сигналу PG в неактивний низький рівень до того, як почнуть неприпустимо зменшуватися напруги на вихідних шинах ДБЖ. Це призведе до ініціалізації сигналу системного скидання комп'ютера і до станом всієї цифрової частини комп'ютера.
Обидва компаратора 3 і 4 схеми виробки сигналу PG охоплені позитивними зворотними зв'язками за допомогою резисторів R28 і R60 відповідно, що прискорює їх перемикання.
Плавний вихід на режим у даному ДБЖ традиційно забезпечується за допомогою формує ланцюжка С24, R41, підключеної до висновку 4 керуючої мікросхеми U4. Залишкова напруга на виводі 4, що визначає максимально можливу тривалість вихідних імпульсів, визначається дільником R49, R41.
Харчування двигуна вентилятора здійснюється напругою з конденсатора С14 в каналі вироблення напруги 12 В через додатковий розв'язують Г-подібний фільтр R16, С15.
Автори: Головков А. В., Любицький В. Б.